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龙图腾网获悉广州金升阳科技有限公司申请的专利一种开关变换器的控制方法获国家发明授权专利权，本发明授权专利权由国家知识产权局授予，授权公告号为：CN116317593B 。

龙图腾网通过国家知识产权局官网在2026-03-27发布的发明授权授权公告中获悉：该发明授权的专利申请号/专利号为：202310051598.6，技术领域涉及：H02M3/335；该发明授权一种开关变换器的控制方法是由刘雯设计研发完成，并于2023-02-02向国家知识产权局提交的专利申请。

本一种开关变换器的控制方法在说明书摘要公布了：本发明公开了一种开关变换器的控制方法，通过在钳位不对称半桥反激拓扑进入稳定工作状态前，依次进入自举电容预充电阶段、窄脉冲模式低频启动阶段、窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段、互补模式伏秒平衡升频阶段的启机过程；一方面，能够实现主功率管和副边整流管分别在启机过程中的全程零电压开关和零电流开关，极大改善了现有钳位不对称半桥反激拓扑在上电启机时所存在的原边电压电流应力大、副边电压应力大的问题；另一方面，能够有效提升开关变换器的启机速度，并且，确保从软启电压到环路反馈电压对开关变换器工作进行控制的平滑切换，减小因切换而造成主功率管和副边整流管的电流应力尖峰；因此，本发明能够提高开关变换器的安全性和可靠性。

本发明授权一种开关变换器的控制方法在权利要求书中公布了：1.一种开关变换器的控制方法，所述开关变换器采用包含主功率管Q1、辅功率管Q2、谐振电容Cr、单向二极管D2、钳位开关管Q3、变压器T和副边整流管D4的钳位不对称半桥反激拓扑； 其特征在于： 所述开关变换器还设置有自举电容CB和充电电路，所述自举电容CB连接在主功率管Q1的栅极和源极之间； 所述控制方法依次包括： 步骤S1、在所述开关变换器上电时，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入自举电容预充电阶段，即：控制所述主功率管Q1关断、辅功率管Q2导通、钳位开关管Q3关断，并控制所述充电电路对自举电容CB进行充电； 步骤S2、在所述自举电容CB的电压达到能够使所述主功率管Q1导通的充电电压Vcc时，间隔第一固定死区时间Tdead1后，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入窄脉冲模式低频启动阶段； 步骤S2所述窄脉冲模式低频启动阶段中，所述钳位不对称半桥反激拓扑以固定的最低时钟频率fsmin，按低频阶段第一时段至低频阶段第六时段的顺序周期性工作： 在低频阶段第一时段，控制所述主功率管Q1关断，辅功率管Q2导通，钳位开关管Q3在首个低频阶段第一时段关断；并且，低频阶段第一时段的时长为12的谐振周期，所述谐振周期为所述谐振电容Cr和变压器T的漏感Lr所组成谐振回路的谐振周期； 在低频阶段第二时段，控制所述主功率管Q1、辅功率管Q2和钳位开关管Q3均关断；并且，低频阶段第二时段的时长为预设的第一固定死区时间Tdead1； 在低频阶段第三时段，控制所述主功率管Q1导通，辅功率管Q2和钳位开关管Q3均关断；并且，低频阶段第三时段在所述变压器T的励磁电流iLm达到K1倍的稳态峰值电流时结束，K1为预设的过流倍数，所述稳态峰值电流为：在所述开关变换器处于标称输入电压和额定输出负载下的稳定工作状态时，所述变压器T的励磁电流iLm的峰值； 在低频阶段第四时段，控制所述主功率管Q1、辅功率管Q2和钳位开关管Q3均关断；并且，低频阶段第四时段的时长为预设的第二固定死区时间Tdead2； 在低频阶段第五时段，控制所述辅功率管Q2和钳位开关管Q3均导通，主功率管Q1关断；并且，低频阶段第五时段的时长为34的所述谐振周期； 在低频阶段第六时段，控制所述主功率管Q1和辅功率管Q2均关断，并控制所述钳位开关管Q3保持导通至下一周期的低频阶段第一时段的结束时刻；并且，低频阶段第六时段的时长由所述最低时钟频率fsmin决定，计算公式如下： 式中，n表示所述变压器T的匝比，VD表示所述副边整流管D4的管压降，Ipeak表示所述变压器T的励磁电流iLm的峰值，Lm表示所述变压器T的励磁电感值； 步骤S3、在伏秒平衡频率fvs高于最低时钟频率fsmin时，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段； 步骤S3所述窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段中，所述钳位不对称半桥反激拓扑以动态变化的伏秒平衡频率fvs，按升频阶段第一时段至升频阶段第六时段的顺序周期性工作： 在升频阶段第一时段，控制所述主功率管Q1关断，辅功率管Q2导通，钳位开关管Q3在首个升频阶段第一时段关断；并且，升频阶段第一时段的时长为延迟时间且延迟时间td的最大值限制在12的所述谐振周期；式中，Lm表示所述变压器T的励磁电感值，n表示所述变压器T的匝比，Vo表示所述开关变换器的输出电压，Inset表示主功率管Q1实现零电压开关所需的负向电流大小； 在升频阶段第二时段，控制所述主功率管Q1、辅功率管Q2和钳位开关管Q3均关断；并且，升频阶段第二时段的时长为所述第一固定死区时间Tdead1； 在升频阶段第三时段，控制所述主功率管Q1导通，辅功率管Q2和钳位开关管Q3均关断；并且，升频阶段第三时段在所述变压器T的励磁电流iLm达到K1倍的稳态峰值电流时结束，K1为预设的过流倍数，所述稳态峰值电流为：所述开关变换器在标称输入电压和额定输出负载下稳定工作状态时，所述变压器T的励磁电流iLm的峰值； 在升频阶段第四时段，控制所述主功率管Q1、辅功率管Q2和钳位开关管Q3均关断；并且，升频阶段第四时段的时长为所述第二固定死区时间Tdead2； 在升频阶段第五时段，控制所述辅功率管Q2和钳位开关管Q3均导通，主功率管Q1关断；并且，升频阶段第五时段的时长为34的所述谐振周期； 在升频阶段第六时段，控制所述主功率管Q1和辅功率管Q2均关断，并控制所述钳位开关管Q3保持导通至下一周期的升频阶段第一时段的结束时刻；并且，升频阶段第六时段在去磁电流过零时刻结束，使得所述钳位不对称半桥反激拓扑以所述伏秒平衡频率fvs工作；其中，所述去磁电流过零时刻为所述变压器T的励磁电流iLm下降至零的时刻，所述伏秒平衡频率fvs即相邻两个去磁电流过零时刻之间的时间间隔的倒数； 步骤S4、在所述开关变换器的输出电压Vo升高至预设的设定参考电压VX时，待所述窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段的当前周期结束，并间隔第一固定死区时间Tdead1后，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入互补模式伏秒平衡升频阶段； 步骤S4所述互补模式伏秒平衡升频阶段中，所述钳位不对称半桥反激拓扑以动态变化的伏秒平衡频率fvs，按互补阶段第一时段至互补阶段第四时段的顺序周期性工作： 在互补阶段第一时段，控制所述主功率管Q1和辅功率管Q2均关断；并且，互补阶段第一时段的时长为所述第一固定死区时间Tdead1； 在互补阶段第二时段，控制所述主功率管Q1导通，辅功率管Q2关断；并且，互补阶段第二时段在所述变压器T的励磁电流iLm达到K2倍的所述稳态峰值电流时结束，K2为预设的过流倍数，且K2＜K1； 在互补阶段第三时段，控制所述主功率管Q1和辅功率管Q2均关断；并且，互补阶段第三时段的时长为所述第二固定死区时间Tdead2； 在互补阶段第四时段，控制所述主功率管Q1关断，辅功率管Q2导通；并且，互补阶段第四时段 在所述去磁电流过零时刻延后所述延迟时间后结束，且td的最大值限制在12的所述谐振周期；并且，所述钳位开关管Q3在互补模式伏秒平衡升频阶段保持关断； 步骤S5、在环路反馈电压VFB降低至第二软启电压Vcomp2时，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入稳定工作状态；其中，所述环路反馈电压VFB为由比较器和误差放大器组成的环路补偿器所输出的电压，所述比较器的两路输入分别为开关变换器的输出电压Vo和预设的参考电压Vref，所述误差放大器的输入端连接比较器的输出端；所述第二软启电压Vcomp2为K2倍的稳态峰值电流按预设比例转换得到的电压值。

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