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申请/专利权人：矽力杰半导体技术(杭州)有限公司

摘要：依据本发明的实施例涉及一种谐振型开关变换器，包括能够产生至少具有两个数值的小于输入电压的第二输入电压的电压切换电路和谐振回路。谐振回路复用部分或者全部电压切换电路中的功率晶体管，降低了谐振支路的输入电压，并使之可控，降低了功率晶体管所承受的压降，降低开关管应力，减小系统电路的体积和成本；同时通过多个谐振支路降低输出回路的纹波，增加系统的稳定性。

主权项：1.一种谐振型开关变换器，其特征在于，包括：电压切换电路，用以接收第一输入电压，并切换输入至与之耦接的谐振支路的第二输入电压；所述电压切换电路被配置为在第一工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压小于所述谐振型开关变换器的第一输入电压；在第二工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压为零值；所述电压切换电路中的至少一个功率晶体管和所述谐振支路组成所述谐振型开关变换器的谐振回路；所述谐振型开关变换器包括N路所述谐振支路，在所述第一工作状态时，所述电压切换电路提供给所述谐振支路的所述第二输入电压的数值为所述第一输入电压的1N，其中N≧2；每一所述谐振支路耦接在所述电压切换电路中的一对应的第一功率晶体管的两个功率端之间，其中一功率端连接至地电位；所述电压切换电路还包括至少一个第一电容和多个第二功率晶体管，并被配置为在所述第一工作状态时，控制所述第二功率晶体管的开关状态，以通过所述第一输入电压和所述第一电容向所述谐振支路提供所述第二输入电压，或者仅通过所述第一电容向所述谐振支路提供所述第二输入电压；通过调节不同的所述第二功率晶体管之间的相位差，或通过调节所述第二功率晶体管的导通占空比，来调节通过所述谐振支路传递至所述谐振型开关变换器的输出侧的能量。

全文数据：谐振型开关变换器技术领域[0001]本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种谐振型开关变换器。背景技术[0002]随着电力电子领域的发展，开关型变换器获得了越来越广泛的应用，相应的，开关型变换器的设计也面临着越来越多的挑战，其中包括高功率密度，高效率和快速的动态特性等综合性能的要求。[0003]为了达到更高的功率密度，通常采用提高开关频率的方法来减小电容以及电感、变压器等磁性元件的体积，但是开关频率的提高会导致开关损耗的增加，从而降低开关型变换器的效率。[0004]软开关技术是使开关型变换器实现高频化的重要技术之一。采用谐振的原理，使得开关型变换器中的功率器件的电流或者电压按照准正弦规律变化，从而实现软开关，解决了硬开关变换器中的硬开关损耗问题，容性开通问题，感性关断问题，二极管反向恢复，以及硬开关所引起的电磁干扰EMI等问题。[0005]现有的隔离型变换器，例如反激式变换器，正激式变换器、半桥变换器等，可以利用准谐振的方式实现软开关，但是仍然存在功率器件所承受的应力较大、功率损耗较大，变压器的变比较大，体积大等问题。发明内容[0006]有鉴于此，依据本发明实施例，提供了一种新型的谐振型开关变换器，在实现谐振控制的同时，降低功率器件所承受的电压应力，降低损耗，以获得更高的效率。[0007]根据本发明实施例的第一方面的一种谐振型开关变换器，包括：[0008]电压切换电路，用以接收第一输入电压，并切换输入至与之耦接的谐振支路的第二输入电压；[0009]所述电压切换电路被配置为在第一工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压小于所述谐振型开关变换器的第一输入电压；[0010]在第二工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压为零值。[0011]优选的，所述电压切换电路的至少一个功率晶体管和所述谐振支路组成所述谐振型开关变换器的谐振回路。[0012]优选的，在每一开关周期内，所述第一工作状态和所述第二工作状态的时间区间交替变化。[0013]优选的，所述电压切换电路包括：[0014]串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；[0015]N-1个第一电容，每一所述第一电容连接在相邻的两个所述半桥电路单元的输出端之间；[0016]N-1个第二电容，所述第二电容分别连接在第2至第N个所述半桥电路单元中的相应的其中一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中N差2。[0017]优选的，所述谐振支路连接在第2N个所述功率晶体管的两个功率端之间。[0018]优选的，所述第一电容和所述第二电容的容值相同或者不相同。[0019]优选的，在所述第一工作状态时，所述电压切换电路提供给所述谐振支路的所述第二输入电压的数值为所述第一输入电压的1N。[0020]优选的，所述电压切换电路包括：[0021]串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；[0022]N-1个第一电容，每一所述第一电容连接在相邻的两个所述半桥电路单元的输出端之间；[0023]N个第二电容，所述第二电容分别连接在N个所述半桥电路单元的相应的一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中N32。[0024]优选的，所述谐振支路连接在第2N个所述功率晶体管的两个功率端之间。[0025]优选的，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的容值相同或者至少有两个不相同。[0026]优选的，在所述第一工作状态时，所述电压切换电路提供给所述谐振支路的所述第二输入电压的数值为所述第一输入电压的1N。[0027]优选的，所述谐振型开关变换器包括N路所述谐振支路，在所述第一工作状态时，所述电压切换电路提供给所述谐振支路的所述第二输入电压的数值为所述第一输入电压的1N，其中N32。[0028]优选的，根据所述谐振回路的谐振电流和谐振周期的大小，在所述第二工作状态时，通过所述谐振支路向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量。[0029]优选的，每一所述谐振支路耦接在所述电压切换电路中的一对应的第一功率晶体管的两个功率端之间，其中一功率端连接至地电位;在所述第二工作状态时，至少一个所述第一功率晶体管处于导通状态。[0030]优选的，所述电压切换电路还包括第二功率晶体管和第一电容，并被配置为在所述第一工作状态时，控制所述第二功率晶体管的开关状态，以通过所述第一输入电压，所述第一电容向所述谐振支路提供所述第二输入电压，或者仅通过所述第一电容向所述谐振支路提供所述第二输入电压。[0031]优选的，所述电压切换电路包括串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的第一功率晶体管，第二功率晶体管和第三功率晶体管；以及串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的所述第一功率晶体管，电容和第四功率晶体管;第一个所述谐振支路耦接在所述第三功率晶体管的两个功率端之间;第二个所述谐振支路耦接在所述第四功率晶体管的两个功率端之间。[0032]优选的，所述第一功率晶体管和所述第四功率晶体管的开关状态互补，所述第二功率晶体管和所述第三功率晶体管的开关状态互补。[0033]优选的，调节所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管的相位差或者调节所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管的导通占空比，调节通过所述谐振支路传递至向所述谐振型开关变换器的输出侧的能量。[0034]依据本发明实施例的谐振型开关变换器，谐振回路复用部分或者全部电压切换电路中的功率晶体管，降低了谐振支路的输入电压，并使之可控，降低了功率晶体管所承受的压降，降低开关管应力，以及开关损耗;对具有变压器的隔离型拓扑结构而言，也降低了对变压器匝比的要求，进而减小系统电路的体积和成本。同时，多路谐振回路均可向输出侧传递能量，使得输出侧的纹波减小，输出电信号更加稳定。附图说明[0035]通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：[0036]图1所示为依据本发明第一实施例的谐振型开关变换器的原理框图；[0037]图2A所示为依据本发明第二实施例的谐振型开关变换器的原理框图；[0038]图2B所示的图2A所示的谐振型开关变换器的工作波形图；[0039]图3A所示为依据本发明第三实施例的谐振型开关变换器的原理框图；[0040]图3B所示的图3A所示的谐振型开关变换器的工作波形图；[0041]图3C所示为图3A所示的谐振型开关变换器的输出端切换的原理框图；[0042]图4A所示为依据本发明第四实施例的谐振型开关变换器的原理框图；[0043]图4B所示的图4A所示的谐振型开关变换器的一种工作模式时的工作波形图；[0044]图4C所示为图4A所示的谐振型开关变换器的另一种工作模式时的工作波形图。具体实施方式[0045]以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，除本发明内容外的其他公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。[0046]此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。_[0047]同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气耦接或电磁耦接构成的导电回路。当称元件或电路“耦接到”另一元件或称元件^电路j耦接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的耦接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接耦接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。[0048]除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。[0049]在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。[0050]参考图1，所示为依据本发明第一实施例的谐振型开关变换器的原理框图。[0051]在该实施例中，谐振型开关变换器100包括电压切换电路u、谐振支路12和输出回路13。[0052]电压切换电路11接收第一输入电压Vin，并将其转换为具有至少具有两个不同数值的电压；[0053]谐振支路12耦接至电压切换电路11的输出端，通过电压切换电路ii切换输入至与之親接谐振支路的第二输入电压Vr。[OO54]电压切换电路11至少具有两个工作状态。在第一工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压Vr使之不大于所述谐振型开关变换器的第一输入电压Vin;在第二工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压Vr为零值。[0055]其中，电压切换电路11至少包括两个功率晶体管，其中，至少一个功率晶体管和谐振支路12组成谐振型开关变换器100的谐振回路，以实现谐振控制。[0056]输出回路13与谐振回路的输出端相连接，以接收谐振回路传递的能量，相应的产生输出电信号来驱动与之连接的负载。[0057]具体的，以图1所示的反激式拓扑结构为例，谐振支路12包括串联连接在第二输入电压Vr两端的谐振电容Cr，谐振电感Lr，励磁电感Lm和理想变压器T的原边绕组nP。输出回路13包括串联连接的变压器T的副边绕组ns，续流二极管Do和输出电容Co。可以理解，这里，实际变压器可以等效为漏感，励磁电感和理想变压器的组合，在实际应用中，漏感被充当为谐振电感。可替换的，谐振电感Lr可以是变压器的漏感，也可以是单独的电感或者单独的电感和变压器的漏感的组合。[0058]在工作过程中，根据实际工作需要第二输入电压Vr的数值交替变化，并维持为不大于输入电压Vin的数值。在一开关周期T内，当第二输入电压Vr的数值为除零值外的不大于输入电压Vin的数值，励磁电感电流“和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，没有能量传递至输出侧，没有电流流过续流二极管Do。当第二输入电压Vr的数值切换为零值时，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流iP为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流。之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路I3，有能量传递至输出侧，有电流io流过续流二极管Do。周而复始，随着第二输入电压Vr的数值的切换，励磁电感电流^和原边绕组电流iP的数值循环切换，输出回路13产生相应的稳定的输出电信号。[0059]依据本发明实施例的谐振型开关变换器，复用电压切换电路中的至少一个功率晶体管，作为主功率开关管和辅功率开关管，以与由谐振元件构成的谐振支路组成谐振回路。并且，通过电压切换电路对谐振型开关变换器较高的输入电压的转换，在实现谐振控制的同时，降低了功率晶体管所承受的电压应力，因此可以采用性能参数较低的晶体管；同时较低的电压也降低了对系统电路中其他器件的性能要求，例如变压器匝比等，进而减小系统电路的体积和成本。另一方面，多路谐振回路均可以向输出端传递能量，例如，可以控制在工作过程中的任意时刻均可以保证至少有一路谐振回路向输出侧传递能量，使得输出侧的纹波减小，输出电压更加稳定。[0060]依据本发明的上述思想，谐振型开关变换器中的电压切换电路可以包括：[0061]串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；[0062]N-1个第一电容，每一第一电容连接在相邻的两个所述半桥电路单元的输出端之间；[0063]N-1个第二电容，所述第二电容分别连接在第2至第N个所述半桥电路单元中的相应的其中一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中NS2;[0064]谐振支路连接在第2N个功率晶体管的两个功率端之间。[0065]控制功率晶体管的开关状态，通过第一电容和第二电容的分压，切换谐振支路的输入电压，并复用相应的功率晶体管和谐振元件组成谐振回路，实现了谐振控制。[0066]参考图2A，所示为依据本发明第二实施例的谐振型开关变换器的原理框图。[0067]在该实施例中，电压切换电路包括串联连接在第一输入电压Vin两端之间的由串联连接的功率晶体管Q1和Q2组成的第一半桥电路单兀，和由串联连接的功率晶体管Q3和Q4组成的第二半桥电路单元;其中谐振支路12耦接在第四功率晶体管Q4的两个功率端之间；电压切换电路还包括连接在第一半桥电路单元的输出端A和第二半桥电路单元的输出端B之间的第一电容Cinl和连接在第二半桥电路单元的两个输入端之间的第二电容Cin2。[0068]结合图2B所示的图2A所示的谐振型开关变换器的工作波形图，在工作过程中，在每一开关周期T内，第一晶体管Q1和第三晶体管Q3的开关状态相同，第二晶体管Q2和第四晶体管Q4的开关状态相同，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的开关状态互补。[0069]如图2B所示，在一开关周期T内，谐振型开关变换器具有两个工作状态，分别是时间区间[t0-tl]和[tl-t2]。[0070]在tQ-ti时间区间内，第一晶体管Q1和第三晶体管Q3导通，第二晶体管Q2和第四晶体管Q4关断，导通路径为Vin——Ql——Cinl——Cr——Lr——Lm——地电位和Cin2——Q3一一Cr一一Lm一一地电位。第一电容Cinl处于充电状态，第二电容Cin2处于放电状态。谐振支路12的输入电压为第二电容Cin2两端的电压Vin2。励磁电感电流i4P原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，没有能量传递至输出侧，没有电流流过续流二极管Do。[OO71]在。-。时间区间内，第一晶体管Q1和第三晶体管Q3关断，第二晶体管Q2和第四晶体管Q4导通，第一电容Cinl和第二电容Cin2并联连接，因此第一电容Cinl和第二电容Cin2两端的电压相等，也使得第一电容Cinl和第二电容Cin2并不需要匹配为具有完全相同的电合值，两者的电谷值可以相问或者不相问。在该时间区间内，导通路径为Q4--Cr--Lr一一LmnP一一地电位，谐振支路12的输入电压为零值，励磁电感电流。线性下降，原边绕组电流iP为谐振电流，励磁电感电流1»和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组以传递至输出回路13，有能量传递至输出侧，有电流流过续流二极管Do。[0072]周而复始，随着第二输入电压Vr的数值的切换，励磁电感电流“和原边绕组电流。的数值循环切换，输出回路13产生相应的稳定的输出电信号。[0073]通过该实施例，复用电压切换电路中的部分功率晶体管，并与谐振支路12组成谐振回路，来实现谐振控制。在第一工作状态时，复用第一功率晶体管叭和第三功率晶体管q3作为主功率开关管，在第二工作状态时，复用第四功率晶体管Q4作为辅功率开关管，谐振回路可以等效为不对称反激式变换器，来实现谐振控制，实现功率开关管的零电压导通zvs。通过四个功率晶体管的开关状态的控制和第一电容^“和第二电容Cin2的分压，使功率晶体管所承受的压降降低为输入电压的一半Vin2,因此，可以选用耐压要求较低的晶体管，同时也降低了对变压器匝比的要求，进而可以减小系统电路的体积和成本。[0074]参考图3A，所示为依据本发明第三实施例的谐振型开关变换器的原理框图。[0075]在该实施例中，电压切换电路包括串联连接在第一输入电压Vin两端之间的由串联连接的功率晶体管Q1和Q2组成的第一半桥电路单元，和由串联连接的功率晶体管Q3和Q4组成的第二半桥电路单元;其中谐振支路12耦接在第四功率晶体管Q4的两个功率端之间；电压切换电路还包括连接在第一半桥电路单元的输出端A和第二半桥电路单元的输出端B之间的第一电容Cinl、连接在第二半桥电路单元的两个输入端之间的第二电容Cin2和连接在第二半桥电路单元的两个输入端之间的第三电容Cin3。[0076]在工作过程中，在每一开关周期T内，第一晶体管Q1和第三晶体管Q3的开关状态相同，第二晶体管Q2和第四晶体管Q4的开关状态相同，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的开关状态互补。[0077]参考图3B，所示为图3A所示的谐振型开关变换器的工作波形图。在一个开关周期T内，谐振型开关变换器具有两个工作状态，分别是时间区间[to-ti]和[U-ts]。[0078]在to-t时间区间内，第一晶体管Q1和第三晶体管Q3导通，第二晶体管Q2和第四晶体管Q4关断。第一导通路径分别为Vin--Q1--Cinl--Cr--Lr--Lm--地电位;第二导通路径为Vin--Cin3--Q3--Cr--Lr--Lm--地电位；第三导通路径为Cin2--Q3--Cr--Lr--Lm--地电位。第一电容Cinl和第三电容Cin3并联连接在输入电压Vin的正输入端和功率晶体管Q3和Q4的公共连接端B之间，两者的电压相等。在该时间区间内，谐振支路12的输入电压为第二电容Cin2两端的电压Vin2。励磁电感电流k和原边绕组电流iP均线性上升，两者的数值相等，没有能量传递至输出侧，没有电流流过续流二极管Do。[0079]在。42时间区间内，第一晶体管Q1和第三晶体管Q3关断，第二晶体管Q2和第四晶体管Q4导通。导通路径为Q4——Cr——Lr——Lm——地电位。第一电容Cinl和第二电容Cin2并联连接输入电压Vin的负输入端和功率晶体管Q1和Q2的公共连接端A之间，两者的电压相等。谐振支路12的输入电压为零值，励磁电感电流“线性下降，原边绕组电流iP为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流iP之间的差值通过副边绕组〜传递至输出回路13,有能量传递至输出侧，有电流流过续流二极管Do。[0080]周而复始，随着第二输入电压Vr的数值的切换，励磁电感电流idP原边绕组电流ip的数值循环切换，输出回路13产生相应的稳定的输出电信号。[0081]通过上述两个工作区间的对功率晶体管的开关状态的控制，使得第一电容Cinl、第二电容Cin2和第三电容Cin3并不需要匹配为具有完全相同的电容值，三者的电容值可以相同或者至少有两个不相同。[0082]通过该实施例，复用电压切换电路中的部分功率晶体管，并与谐振支路12组成谐振回路，来实现系统电路的谐振控制。在第一工作状态时，复用第一功率晶体管Q1和第三功率晶体管Q3作为主功率开关管，在第二工作状态时，复用第四功率晶体管Q4作为辅功率开关管。谐振回路可以等效为不对称反激式变换器，来实现谐振控制，实现功率开关管的零电压导通ZVS。通过四个功率晶体管的开关状态的控制和第一电容Cinl、第二电容Cin2和第三电容Cin3的分压，使功率晶体管所承受的压降降低为输入电压的一半Vin2,因此，可以选用耐压要求较低的晶体管，同时也降低了对变压器匝比的要求，进而可以减小系统电路的体积和成本。[0083]可以推知的，与图3A所示的实施例的谐振型开关变换器不同，如图3B所示的谐振型开关变换器，谐振支路的输入端可以切换为输入电压Vin的正端和功率晶体管Q1和Q2之间的第一公共节点，其工作原理与图3A所示的实施例类似，在此不再赘述。[0084]在以上实施例中，仅在第二工作状态时，才向输出侧传递能量，可能会存在输出纹波较大的问题。因此，依据本发明的另一实施例的谐振型开关变换器，包括N个具有功率晶体管的输出支路，用以接收所述第一输入电压并生成所述N个第二输入电压，每一输出支路耦接至对应的一个谐振支路;每一谐振支路耦接在对应的一个功率晶体管的两个功率端之间，其中N@2,以及还包括耦接在功率晶体管和谐振支路之间的第一电容。在第一工作状态时，以通过第一输入电压，第一电容向谐振支路提供第二输入电压，或者仅通过第一电容向谐振支路提供第二输入电压。通过这种实现方式，多路谐振支路均可以向输出侧传递能量，从而可以减小输出纹波，例如，可以在每一时刻，使得至少有一个谐振支路向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量，使输出侧的能量是连续的，来提高输出电信号的稳定性。[0085]参考图4A，所示为依据本发明第四实施例的谐振型开关变换器的原理框图。[0086]在该实施例中，以谐振支路的数目为2进行举例说明。谐振型开关变换器的电压切换电路被配置为能够产生与谐振支路的数目相一致的输出电压以提供电压给谐振支路。每一输出电压至少具有两个状态，并且每一状态的数值均小于输入电压Vin的数值。[0087]具体的，电压切换电路包括功率晶体管Ql，Q2，Q3和Q4以及电容Cin;其中，第一支路的功率晶体管Q1，Q2和Q3串联连接在输入电压Vin两端之间，同时，第二支路的功率晶体管Q1，电容Cin和功率晶体管Q4串联连接在输入电压Vin两端之间。[0088]每一谐振支路连接在对应的一功率晶体管的两个功率端之间。具体的，谐振支路521连接在功率晶体管Q3的漏极和源极之间，谐振支路522连接在功率晶体管Q4的漏极和源极之间。当谐振支路工作在第二工作状态时，功率晶体管Q3或者Q4导通，使得谐振支路的输入电压切换为零值。当谐振支路工作在第一工作状态时，功率晶体管Q3和Q4关断，剩余的功率晶体管相应导通，以通过输入电压Vin，电容Cin向谐振支路提供供应电压，或者仅通过电容Cin向谐振支路提供供应电压。[0089]在工作过程中，在每一开关周期内，功率晶体管Q1和功率晶体管Q4的开关状态互补，功率晶体管Q2和功率晶体管Q3的开关状态互补。可以通过控制功率晶体管Q2和功率晶体管Q1的相位差为180°，调节功率晶体管Q2和功率晶体管Q1的导通占空比，来获得不同的工作状态。或者，通过调节功率晶体管Q2和功率晶体管Q1的之间的相位差，来获得不同的工作状态。[0090]参考图4B，所示为图4A所示的具有两路谐振支路的谐振型开关变换器的一种工作模式时的工作波形图。[0091]在该工作模式时，在一个开关周期T内，功率晶体管Ql，Q2，Q3和Q4具有4个工作状〇[0092]在to-ti时间区间内，功率晶体管Q1和功率晶体管Q3处于导通状态，功率晶体管Q2和功率晶体管Q4处于关断状态。第一导通路径为Vin--Q1--Cin--Cr2--Lr2--Lm2——地电位，谐振支路522的输入电压为输入电压Vin和电容Cin两端的电压的差值，gpVin2,励磁电感电流im2和原边绕组电流iP2均线性上升，两者的数值相等，没有能量通过变压器T2传递至输出侧。[0093]第二导通路径为Q3—一Crl一一Lrl一一Lml—一地电位，谐振支路521的输入电压为零值。[0094]在^^2时间区间内，功率晶体管Q3和功率晶体管Q4处于导通状态，功率晶体管Q1和功率晶体管Q2处于关断状态。第一导通路径为Q4——Cr2--Lr2——Lm2——地电位，谐振支路522的输入电压为零值;第二导通路径为q3——Crl——Lrl——Lml——地电位，谐振支路521的输入电压为零值，此时，根据谐振回路的谐振电流和谐振周期的大小，谐振支路521可以向输出侧传递能量，有电流流过整流二极管D〇l，或者不向输出侧传递能量。[0095]在ts_t3时间区间内，功率晶体管Q2和功率晶体管Q4处于导通状态，功率晶体管Q1和功率晶体管Q3处于关断状态。第一导通路径为Q4一一cin一一Q2一一Crl一一Lrl一一Lml—一地电位，谐振支路521的输入电压为电容Cin两端的电压，S卩Vin2,励磁电感电流i]nl和原边绕组电流iPi均线性上升，两者的数值相等，没有能量通过变压器T1传递至输出侧。第二导通路径为Q4Cr2--Lr2--Lm2--地电位，谐振支路522的输入电压为零值，此时，根据谐振回路的谐振电流和谐振周期的大小，谐振支路522可以向输出侧传递能量，有电流流过整流二极管D〇2,或者不向输出侧传递能量。[0096]在t3_t4时间区间内，功率晶体管Q3和功率晶体管Q4再次处于导通状态，功率晶体管Q1和功率晶体管Q2再次处于关断状态。第一导通路径为Q4——Cr2——Lr2——Lm2——地电位，谐振支路522的输入电压为零值;第二导通路径为q3一一crl一一Lrl一一Lml-—地电位，谐振支路521的输入电压为零值。[0097]参考图4C，所示为图4A所示的具有两路谐振支路的谐振型开关变换器的一种工作模式时的工作波形图。[0098]在该工作模式时，在一个开关周期T内，功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4具有2个工作状态。功率晶体管Q1和功率晶体管Q4的开关状态互补，功率晶体管Q2和功率晶体管Q3的开关状态互补。功率晶体管Q1和功率晶体管Q3的开关状态相同，功率晶体管Q2和功率晶体管Q4的开关状态相同。[00"]在to-t时间区间内，功率晶体管Q1和功率晶体管Q3处于导通状态，功率晶体管Q2和功率晶体管Q4处于关断状态。第一导通路径为vin--Q1--Cin--Cr2--Lr2--Lm2--地电位，谐振支路522的输入电压为输入电压Vin和电容Cin两端的电压的差值，gpVin2,励磁电感电流iM和原边绕组电流ip2均线性上升，两者的数值相等，没有能量通过变压器T2传递至输出侧。第二导通路径为Q3--Crl--Lrl--Lml--地电位，谐振支路521的输入电压为零值，此时，根据谐振回路的谐振电流和谐振周期的大小，谐振支路52丄可以向输出侧传递能量，有电流流过整流二极管Dol，或者不向输出侧传递能量。[0100]在。42时间区间内，功率晶体管Q2和功率晶体管Q4处于导通状态，功率晶体管Q1和功率晶体管Q3处于关断状态。第一导通路径为Q4--Cin--Q2--Crl--Lrl--Lml--地电位，谐振支路521的输入电压为电容Cin两端的电压，g卩Vin2,励磁电感电流iml和原边绕组电流iPl均线性上升，两者的数值基本相等，没有能量通过变压器以传递至输出侧。第二导通路径为Q4Cr2--Lr2--Lm2--地电位，谐振支路522的输入电压为零值，此时，根据谐振回路的谐振电流和谐振周期的大小，谐振支路522可以向输出侧传递能量，有电流流过整流二极管D〇2，或者不向输出侧传递能量。[0101]依据该实施例的谐振型开关变换器，通过电压切换电路生成与谐振支路的数目一致的输出电压，并提供给谐振支路。多路谐振支路均可以向输出侧传递能量，从而可以减小%出纹波，例如，可以在每一时刻，使得至少有一个谐振支路向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量，使输出侧的能量是连续的，来提高输出电信号的稳定性。[0102]、类似的，通过复用电压切换电路中的部分功率晶体管，并与谐振支路组成谐振回路，来实现系统电路的谐振控制，并且降低功率晶体管所承受的压降，因此，可以选用性能要求较低的晶体管，同时也降低了对变压器匝比的要求，进而可以减小系统电路的体积和成本。[0103]以上对依据本发明各实施例的描述中，均是以隔离型反激式拓扑结构为例，电压切换电路的结构也均为四开关的电压变换结构，对输入电压的分压比例为12。可以推知的，本发明的思想也同样适用于其他类型的拓扑结构，例如不对称半桥正激式变换器，电压切换电路的结构也可以为其他电路结构，例如六开关、八开关的包括切换开关和分压电容的电压变换结构或者其他类型的合适的电压变换结构。[0104]以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

权利要求：1.一种谐振型开关变换器，其特征在于，包括：电压切换电路，用以接收第一输入电压，并切换输入至与之耦接的谐振支路的第二输入电压；所述电压切换电路被配置为在第一工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压小于所述谐振型开关变换器的第一输入电压；在第二工作状态时，控制所述谐振支路的第二输入电压为零值。2.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述电压切换电路的至少一个功率晶体管和所述谐振支路组成所述谐振型开关变换器的谐振回路。3.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在每一开关周期内，所述第一工作状态和所述第二工作状态的时间区间交替变化。4.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述电压切换电路包括：串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；N-1个第一电容，每一所述第一电容连接在相邻的两个所述半桥电路单元的输出端之间；N-1个第二电容，所述第二电容分别连接在第2至第N个所述半桥电路单元中的相应的其中一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中2。5.根据权利要求4所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述谐振支路连接在第2N个所述功率晶体管的两个功率端之间。6.根据权利要求4所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述第一电容和所述第二电容的容值相同。7.根据权利要求4所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述第一电容和所述第二电容的容值不相同。8.根据权利要求4所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在所述第一工作状态时，所述电压切换电路提供给所述谐振支路的所述第二输入电压的数值为所述第一输入电压的1N。9.根据权利要求4所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在所述第一工作状态时，依次串联连接的2N个所述功率晶体管中，序号为奇数的所述功率晶体管处于导通状态，序号为偶数的所述功率晶体管处于关断状态。10.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述电压切换电路包括：串联親接在所述第一输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；N-1个第一电容，每一所述第一电容连接在相邻的两个所述半桥电路单元的输出端之间；N个第二电容，所述第二电容分别连接在N个所述半桥电路单元的相应的一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中NS2。11.根据权利要求1〇所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述谐振支路连接在第2N个所述功率晶体管的两个功率端之间。12.根据权利要求10所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的容值相同。13.根据权利要求10所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的容值至少有两个不相同。14.根据权利要求10所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在所述第一工作状态时，所述电压切换电路提供给所述谐振支路的所述第二输入电压的数值为所述第一输入电压的1N。15.根据权利要求10所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在所述第一工作状态时，依次串联连接的2N个所述功率晶体管中，序号为奇数的所述功率晶体管处于导通状态，序号为偶数的所述功率晶体管处于关断状态。16.根据权利要求2所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述谐振型开关变换器包括N路所述谐振支路，在所述第一工作状态时，所述电压切换电路提供给所述谐振支路的所述第二输入电压的数值为所述第一输入电压的1N，其中N兰2。17.根据权利要求16所述的谐振型开关变换器，其特征在于，根据所述谐振回路的谐振电流和谐振周期的大小，在所述第二工作状态时，通过所述谐振支路向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量。18.根据权利要求16所述的谐振型开关变换器，其特征在于，每一所述谐振支路耦接在所述电压切换电路中的一对应的第一功率晶体管的两个功率端之间，其中一功率端连接至地电位;在所述第二工作状态时，至少一个所述第一功率晶体管处于导通状态。19.根据权利要求16所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述电压切换电路还包括第二功率晶体管和第一电容，并被配置为在所述第一工作状态时，控制所述第二功率晶体管的开关状态，以通过所述第一输入电压，所述第一电容向所述谐振支路提供所述第二输入电压，或者仅通过所述第一电容向所述谐振支路提供所述第二输入电压。20.根据权利要求17所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述电压切换电路包括串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的第一功率晶体管，第二功率晶体管和第三功率晶体管；以及串联耦接在所述第一输入电压的两端之间的所述第一功率晶体管，电容和第四功率晶体管;第一个所述谐振支路耦接在所述第三功率晶体管的两个功率端之间；第二个所述谐振支路耦接在所述第四功率晶体管的两个功率端之间。21.根据权利要求20所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述第一功率晶体管和所述第四功率晶体管的开关状态互补，所述第二功率晶体管和所述第三功率晶体管的开关状态互补。22.根据权利要求20所述的谐振型开关变换器，其特征在于，调节所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管的相位差或者调节所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管的导通占空比，调节通过所述谐振支路传递至向所述谐振型开关变换器的输出侧的能量。

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