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申请/专利权人：中国电力工程顾问集团华东电力设计院有限公司;上海交通大学

摘要：本发明公开了一种双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，具有较高的稳态性能，并且在不改变电网功率因数的条件下降低系统的直流电流，从而增加系统寿命。该系统包括机侧变流器，网侧变流器，机侧滤波器，网侧滤波器以及直流电感器。机侧滤波器连接在双馈电机的控制绕组和机侧变流器之间，网侧滤波器连接在三相交流电源与网侧变流器之间，机侧变流器与网侧变流器相连接并且直流电感器连接在机侧变流器的机侧发射极与网侧变流器的网侧集电极之间；而且，双馈电机的功率绕组被接入三相交流电源。该方法包括双馈电机的控制绕组提供励磁使得所述机侧电流降低并且所述网侧电流增大，所述控制器控制所述机侧电流等于所述网侧电流。

主权项：1.一种双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述双馈电机变频调速系统包括：双馈电机以及与所述双馈电机的转子相连的机械负载；机侧变流器，与所述双馈电机的控制绕组相连；所述机侧变流器使用定子磁链定向的矢量控制方法，用于实现对定子有功和无功的解耦控制；机侧滤波器，连接在所述机侧变流器的交流侧端口并且位于所述双馈电机的与所述机侧变流器之间；网侧变流器，与所述机侧变流器相连并且接入交流电网；网侧滤波器，连接在所述网侧变流器的交流侧端口并且位于所述交流电网与所述网侧变流器之间；直流电感器，连接在所述机侧滤波器与所述网侧滤波器之间；所述双馈电机的功率绕组直接接入所述交流电网；控制器，其输入量为系统测量单元得到的电气信号，通过本专利提出的控制算法，输出机侧变流器和网侧变流器所需的PWM驱动信号，用于控制所述机侧变流器的机侧电流与所述网侧变流器的网侧电流，机侧变流器和网侧变流器均是电流源型变流器；所述系统还包括直流母线优化控制模块，所述直流母线优化控制模块根据Idc_rf_gscc＝Ide_ref_rac控制所述系统的直流电流，其中Idc_ref_rsc为所述网侧变流器的直流电流参考值，Idc_ref_gsc为所述机侧变流器的直流电流的参考值。

全文数据：双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统技术领域本发明涉及异步电机，特别涉及一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统。背景技术目前市场上的双馈电机变频调速系统使用的变流器多为晶闸管变流器或者电压PWM变流器，但是这种变流器的电路拓扑结构存在局限性，这种局限性表现在：不易实现多个变流器的并联，从而变流器的总容量受限；短路保护不灵敏；和电压穿越能力欠佳。电流源变流器包括并联的RB-IGBT开关器结构，逆阻型开关器RB-IGBT本身具有较高的开关频率，从而这种电流源变流器具有较小的感抗和容抗，能实现更快的动态响应。因此，对于采用电流源变流器的双馈电机变频调速系统，由于电流源变流器自身的结构特性，还希望提出一种能够有效增加该系统稳态特性、增加系统寿命的有效控制方法。发明内容在本发明中，本发明提供了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，通过控制电机定子与网侧变流器交流侧之间的无功环流，令双馈电机的定子绕组提供一部分励磁，使得所述机侧电流降低并且所述网侧电流增大，从而将该系统的直流母线电流将至最小值，以减小系统损耗。为了达到上述目的，提供一种双馈电机变频调速系统的直流母线优化控制方法，所述双馈电机变频调速系统包括：双馈电机以及与所述双馈电机的转子相连的机械负载；机侧变流器，与所述双馈电机的控制绕组相连；机侧滤波器，连接在所述机侧变流器的交流侧端口并且位于所述双馈电机的与所述机侧变流器之间；网侧变流器，与所述机侧变流器相连并且接入交流电网；网侧滤波器，连接在所述网侧变流器的交流侧端口并且位于所述交流电网与所述网侧变流器之间；直流电感器，连接在所述机侧滤波器与所述网侧滤波器之间；所述双馈电机的功率绕组直接接入所述交流电网；控制器，其输入量为系统测量单元得到的电气信号，通过本专利提出的控制算法，输出机侧变流器和网侧变流器所需的PWM驱动信号，用于控制所述机侧变流器的机侧电流与所述网侧变流器的网侧电流，机侧变流器和网侧变流器均是电流源型变流器。本专利提供了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，通过控制电机定子与网侧变流器交流侧之间的无功环流，令双馈电机的定子绕组提供一部分励磁，使得所述机侧电流降低并且所述网侧电流增大，从而将该系统的直流母线电流将至最小值，以减小系统损耗。优选的，所述机侧变流器使用定子磁链定向的矢量控制方法，用于实现对定子有功和无功的解耦控制。优选的，所述网侧变流器使用电网电压定向的矢量控制方法，用于维持直流电流恒定。优选的，所述系统还包括直流母线优化控制模块，所述直流母线优化控制模块根据Idc_ref_gsc＝Idc_ref_rsc控制所述系统的直流电流，其中Idc_ref_rsc为所述网侧变流器的直流电流参考值，Idc_ref_gsc为所述机侧变流器的直流电流的参考值。优选的，所述系统不包括三相交流电源，所述双馈电机的功率绕组、所述网侧变流器与一负载相连。优选的，所述系统还包括：撬棍装置，所述撬棍装置被连接于所述双馈电机的控制绕组和所述机侧滤波器之间；斩波器装置，所述斩波器装置与所述直流电感器相并联；并网接触器，所述并网接触器被接在所述变压器与所述双馈电机的功率绕组之间，用于接通和断开所述双馈电机与所述三相交流电源的连接。优选的，所述网侧变流器还用于向所述三相交流电源提供无功功率。优选的，所述双馈电机变频调速系统的电网功率因数保持恒定。应理解，在本发明范围内中，本发明的上述各技术特征和在下文如实施例中具体描述的各技术特征之间都可以互相组合，从而构成新的或优选的技术方案。限于篇幅，在此不再一一累述。附图说明图1为本发明的一个实施例中的基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统的拓扑结构示意图。图2为本发明的另一实施例中的基于电流源变流器的双馈风力发电系统的拓扑结构示意图。图3为本发明的一个实施例中的机侧变流器的逻辑控制框图。图4为本发明的一个实施例中的网侧变流器的逻辑控制框图。图5a、图5b分别为2MW双馈风机典型功率曲线和转速曲线示意图。图6为本发明的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的定子补偿无功功率与风速的关系图。图7为本发明的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的定子补偿无功前后的直流电流与风速的关系图。图8a、图8b为本发明的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的双馈电机的直流电流和转矩波形图。图9a、图9b为本发明的一个实施例中的工作点变化时，系统的电网电压和电网电流的波形图。图10a、图10b为本发明的一个实施例中的工作点变化时，双馈电机定子电压和定子电流的波形图。图11a、图11b为本发明的一个实施例中的工作点变化时，网侧变流器电压和电流的波形图。具体实施方式本发明人经过广泛而深入的研究，首次开发了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统，机侧变流器和网侧变流器采用PWM电流源型变流器。术语如本文所用，术语“解耦控制”指采用某种结构，寻找合适的控制规律来消除系统中各控制回路之间的相互耦合关系，使每一个输入只控制相应的一个输出，每一个输出又只受到一个控制的作用。如本文所用，术语“功率因数”指交流电路中，电压与电流之间的相位差Φ的余弦叫做功率因数，用符号cosΦ表示，在数值上，功率因数是有功功率和视在功率的比值，即cosΦ＝PS。基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统本发明相对于常规的基于电压源变流器的双馈系统而言，主要优点包括：a当双馈电机的工作状态变化时例如，从超同步工作点转为同步时，电流源变流器动态响应快，极大地缩短了系统电压、电流保持稳态的过渡时间；b由于电流源变流器自身的电路结构，因此具有较强的短路保护能力，并且容易实现多个变流器的并联。下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。需要说明的是，在本专利的权利要求和说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。实施例1在本发明提及的所有文献都在本申请中引用作为参考，就如同每一篇文献被单独引用作为参考那样。此外应理解，在阅读了本发明的上述讲授内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。本发明提供了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统。图1为本发明的一个实施例中的基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统100的拓扑结构示意图。如图1所示，所述双馈电机变频调速系统包括：双馈电机2以及与所述双馈电机2的转子相连的机械负载3；机侧变流器4，与所述双馈电机2的控制绕组相连；机侧滤波器6，连接在所述机侧变流器4的交流侧端口并且位于所述双馈电机2的与所述机侧变流器4之间；网侧变流器5，与所述机侧变流器4相连并且接入交流电网；网侧滤波器7，连接在所述网侧变流器6的交流侧端口并且位于所述交流电网与所述网侧变流器6之间；直流电感器8，连接在所述机侧滤波器6与所述网侧滤波器7之间；所述双馈电机2的功率绕组直接接入所述交流电网；控制器，其输入量为系统测量单元得到的电气信号，通过本专利提出的控制算法，输出机侧变流器4和网侧变流器5所需的PWM驱动信号，用于控制所述机侧变流器4的机侧电流与所述网侧变流器5的网侧电流。具体地说，机侧变流器和网侧变流器均为采用RB-IGBT逆阻型开关器并联结构的电流源变流器。机侧变流器包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT9并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述机侧变流器4的机侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述机侧变流器4的机侧发射极；网侧变流器5与所述机侧变流器4结构相同且布置相反，所述网侧变流器5包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT9并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述网侧变流器5的网侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述网侧变流器5的网侧发射极；机侧变流器4的机侧发射极与所述网侧变流器5的网侧集电极相连并且所述直流电感器连接在所述机侧发射极和所述网侧集电极之间；所述机侧变流器的机侧集电极与所述网侧变流器5的网侧发射极相连；双馈电机2的控制绕组与所述机侧变流器4相连，所述机侧滤波器6包括多个并联连接的机侧电容器并被连接在所述双馈电机的控制绕组和所述洁厕变流器的输入侧之间；所述网侧滤波器7包括多个并联连接的网侧电容器和多个分别与所述网侧电容器串联连接的网侧电感器，所述网侧变流器5被接入所述三相交流电源，所述网侧滤波器7被连接在所述网侧变流器5与所述三相交流电源之间；所述双馈电机的功率绕组被接入所述三相交流电源。在该实施例中，三相交流电源是指交流电网，也可以是三相负载，例如变压器等。机械负载3与双馈电机2的转轴连接，当机械负载3进行机械旋转时，带动双馈电机转子转动并产生电压和电流，并入交流电网向电网供电；反过来，交流电网可以通过该系统向双馈电机供电，从而双馈电机控制机械负载的机械运动。而且，该系统还装设有控制器，用于测量系统的电气参量控制信号，例如：定子电压、电流，转子电压、电流，双馈电机机械转动角度等；还用于将所测量的控制信号反馈至机侧变流器4、网侧变流器5和双馈电机2，以及控制系统的稳态性能。在该实施例中，双馈异步电机可以按照下列公式1-4进行控制：双馈异步电机的功率则可按照公式5控制：其中U代表电压，I代表电流，ψ代表磁链，下标s代表定子，下标r代表转子。ωs是同步角频率，ω是电机机械角频率，s是转差率，np是电机的极对数，J是电机的转动惯量，Te是电磁转矩，TL是负载转矩。Lm是励磁电感，Ls是定子等效自感，Lr是转子等效自感。Ps，Qs，Pr，Qr分别是双馈电机DFIG的定子有功、定子无功、转子有功、转子无功。带有下标d表示电机转子的直轴分量，下标q则表示电机转子的交轴分量。图3是本发明的一个实施例中的机侧变流器的逻辑控制框图，具体地说，在该实施例中，假设电磁功率的参考值为Pe_ref，定子侧提供的无功功率为Qs_ref。机侧变流器采用定子磁链定向的矢量控制方式。在定子磁链定向的条件下，可以令ψsd＝ψs，ψsq＝0，即忽略暂态量、定子电阻和转子电阻，根据公式1-2推导可得到公式6：按照公式10控制转子电流d轴分量和q轴分量，可以实现对定子有功和无功的解耦控制，这种控制方式能够提高系统100的稳态性能。如图3所示，整个双馈电机变频调速系统的电磁功率参考值为Pe_ref，定子无功功率的参考值为Qs_ref，根据公式6得到双馈电机转子电流q轴分量和d轴分量基于基尔霍夫电流定律，流入机侧变流器的电流等于双馈电机的转子电流与转子电容电流之和，图4中的Icrd和Icrq分别为转子电容电流的d轴分量和q轴分量，可以分别通过公式7～8计算得到：即，Icrd＝-sωsCRSCUrq——7Icrq＝sωsCRSCUrd——8其中，其中s是电机的转差率，ωs是同步角频率，CRSC是机侧变流器电容即转子并联电容，Urd和Urq分别代表转子电容电压的d轴分量和q轴分量。转子电流的d轴分量与转子电容电流的d轴分量相加后得到流入机侧变流器的电流的d轴分量IRSC_d，转子电流的q轴分量与转子电容电流的q轴分量相加后得到流入机侧变流器的电流的q轴分量IRSC_q，IRSC_d和IRSC_q经过空间矢量调制SVM算法模块后输出6路PWM波脉冲宽度调制波，并且，作为转子相位角也输入SVM算法模块。上述6路PWM波输入到机侧变流器中用于控制机侧变流器的6个开关管图1中未示出的通断状态，从而输出所需的机侧三相电流IRSC_abc。图4右下角为机侧的电气回路，该电气回路包括参量：机侧交流器变流侧的电容CRSC，电感LRSC和电阻RRSC。而且，该电气回路用于测量表征双馈电机电力状态的信号，并进一步对测量所得的信号进行坐标变换以用于系统控制。图4中所包含的需测量的信号包括但不限于：转子三相电压URSC_abc，转子三相电流Irabc，定子三相电流Isabc，定子三相电压Usabc以及电机转子转过的机械角度θr。图4包含坐标变换模块2r3s、2r2s和2s3s。转子三相电压URSC_abc经过2r3s模块转换为转子dq轴电压URSC_dq；转子三相电流Irabc经过2r3s模块转换为Irdq；电机转子转过的机械角度θr经过微分模块ddt微分得到得到电机转子的机械角速度ωr；定子三相电流Isabc经过2s3s模块转换为两相静止坐标系下的定子两相电流Isαβ，并进一步经过2r2s模块从Isαβ转换为来两相旋转坐标下的定子两相电流Isdq；定子三相电压Usabc经过2s3s模块转换为两相静止坐标系下的定子两相电流Usαβ，并进一步经过2r2s模块从Usαβ转换为来两相旋转坐标下的定子两相电流Usdq。进一步地，图3左下角为双馈电机定子磁链观测器，用于根据定子电压Usαβ和电流Isαβ来估算定子磁链的幅值ψs和相角作为双馈电机变频调速系统的控制参量。进一步地，机侧变流器的直流电流参考值Idc_ref_rsc为图4是本发明的一个实施例中的网侧变流器的控制框图，该网侧变流器采用基于电网电压定向矢量控制的控制方式。网侧变流器用于维持该变频调速系统的直流电流稳定，同时向电网注入一定量的无功功率，使得并网电流能够满足电网的功率因数要求。如图4所示，该系统以下“系统”均指“本发明的变频调速系统”的直流母线电流的参考值为实际值为Idc，两个电流信号之差经过PI控制器后得到网侧并网电流的有功分量与网侧电容电流的d轴分量Icid相加后得到流入网侧变流器的电流的d轴分量IGSC_d。网侧并网电流的无功分量为预先设定值，在一个实施例中，可以为0。网侧变流器与机侧变流器的电气结构类似，流入网侧变流器的电流等于网侧并网电流与网侧电容电流之和，也就是，网侧并网电流的无功分量与网侧电容电流的q轴分量Iciq相加后得到流入网侧变流器的电流的q轴分量IGSC_q。其中，Icid和Iciq分别根据公式10-11计算得到：Icid＝-ωsCGSCUgq——10Icrq＝ωsCGSCUgd——11其中ωs是同步角频率，CGSC是网侧变流器电容，Ugd和Ugq代表网侧电容电压的d轴分量和q轴分量。电流IGSC_d和IGSC_q通过空间矢量调制SVM算法模块后输出6路PWM波，该PWM波输入到网侧变流器用于控制网侧变流器的6个开关管的通断状态，从而输出所需的网侧三相电流IGSC_abc。图5右下角是网侧变流器的电气回路，该电气回路包括网侧变流器交流侧的电容CGSC、电感LGSC和电阻RGSC，并且该电气回路与交流电网之间还存在并网线路电感Lg。进一步地，该电气回路用于测量表征双馈电机电力状态的信号，并进一步对测量所得的信号进行坐标变换以用于系统控制。图5中所包含的需测量的信号包括但不限于：网侧变流器三相三相电压UGSC_abc，并网三相电流Igabc，电网三相电压Ugabc；还包括坐标变换模块2r3s、2r2s和2s3s。网侧变流器三相电压UGSC_abc经过2r3s模块转换为转子dq轴电压UGSC_dq；并网三相电流Igabc经过2r3s模块转换为Igdq；电网三相电压Ugabc经过2r3s模块转换为两相静止坐标系下的电网电压Ugdq，并进一步经过网侧PLL锁相环根据Ugdq计算得到网侧相位角θg和从网侧计算的网侧角速度ωg。进一步的，根据图4所示的网侧变流器的控制框图，控制器能够控制网侧变流器交流侧的电压和电流。考虑到要实现单位功率因数运行以满足该系统的并网要求，因此双馈电机的功率绕组定子侧提供的无功功率与网侧变流器提供的无功功率必须互相抵消。网侧变流器采用如图4所示的电网电压定向的矢量控制方法，在该实施例中，Ugd＝Ug,Ugq＝0。根据能量守恒定律，网侧变流器提供的有功功率为转差功率无功功率为-Qs_ref。在该实施例中，包含在网侧滤波器中的滤波电感的电压压降可忽略不计，而网侧滤波器中的滤波电容上的电流则不能忽略，因此网侧变流器电流可表示为从而进一步计算出转子侧变流器直流电流参考值为仍在该实施例中，双馈电机变频调速系统100采用直流母线优化控制方法，该方法用于控制系统在直流电流取最小值的情况下运行。具体地说，该方法包括：由双馈电机的功率绕组定子侧提供一部分无功功率，从而使双馈电机的控制绕组转子侧的电流减小并且使得同时从网侧变流器流入交流电网的电流增大；当二者相等时，控制器控制双馈电机按照公式Idc_ref_gsc＝Idc_ref_rsc进行控制。通过对Idc_ref_gsc＝Idc_ref_rsc进行求解，可以得到定子需要提供的无功功率Qs_ref公式14：其中式中Ls为电机定子等效自感，Lr为电机转子等效自感，Lm为电机励磁电感，k为电机绕组等效变比，为电机定子磁链幅值，ωs为电机同步旋转角频率，s为电机转差率，Vg为电网电压幅值，Cg为网侧滤波电容，Pe_ref为整个系统的电磁功率参考值。该方法相对于现有技术而言，能够进一步减小系统的直流电流值，使得直流回路和变流器的有功损耗达到最小，提升了系统运行效率；还可以减小直流电流造成的电阻发热和电流应力，从而优化系统运行，提升系统寿命。实施例2基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统图2是本发明的一个实施例中的基于电流源变流器的双馈风力发电系统的拓扑结构。该拓扑结构包括变压器18接入三相交流电源，双馈电机以及与所述双馈电机转轴相连的风力机10；还包括：机侧变流器4，网侧变流器5，机侧滤波器6，网侧滤波器7以及直流电感器8；所述机侧变流器4包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述机侧变流器的机侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述机侧变流器的机侧发射极；所述网侧变流器与所述机侧变流器结构相同且布置相反，所述网侧变流器包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述网侧变流器的网侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述网侧变流器的网侧发射极；所述机侧变流器的机侧发射极与所述网侧变流器的网侧集电极相连并且所述直流电感器连接在所述机侧发射极和所述网侧集电极之间；所述机侧变流器的机侧集电极与所述网侧变流器的网侧发射极相连；所述双馈电机的控制绕组与所述机侧变流器相连，所述机侧滤波器包括多个并联连接的机侧电容器并被连接在所述双馈电机的控制绕组和所述洁厕变流器的输入侧之间；所述网侧滤波器包括多个并联连接的网侧电容器和多个分别与所述网侧电容器串联连接的网侧电感器，所述网侧变流器被接入所述三相交流电源，所述网侧滤波器被连接在所述网侧变流器与所述三相交流电源之间；所述双馈电机的功率绕组被接入所述三相交流电源。进一步地，图2所示的拓扑结构还包括：撬棍装置15，所述撬棍装置被连接于所述双馈电机的控制绕组和所述机侧滤波器之间；斩波器装置16，所述斩波器装置被接在所述直流电感器的两端；并网接触器17，所述并网接触器被接在所述变压器与所述双馈电机的功率绕组之间，用于接通和断开所述双馈电机与所述三相交流电源的连接。其中，双馈电机的转轴直接与风力机10的转轴相连，同时风力机10还可配备增速器11升速齿轮箱、制动器12、变桨单元13、偏航装置14等。在一个测试例中，风力机10风力发电机按照图2所示的拓扑结构搭建仿真模型，并且采用2MW双馈风力发电机的参数，参数如表1所示。表12MW双馈电机参数表变流器与滤波器采用表2的参数进行设计：表2变流器与滤波器参数表其中，机侧滤波器的谐振频率理论值为800Hz，网侧滤波器的谐振频率理论值为400Hz，最大直流纹波理论值为40A。图5则为2MW风力机的功率曲线和转速曲线示意图。风力机包括三种工作状态：超同步、同步和次同步。因此分别选取对应这三种状态的工作点进行仿真分析，例如，根据图6选取：超同步工作点为风速16ms，电机转速1800rpm，机械功率2000kW；同步工作点为风速6.7ms，电机转速1500rpm，机械功率400kW；以及，次同步工作点为风速5.5ms，电机转速1200rpm，机械功率200kW。然后采用仿真软件对该双馈风机发电系统进行稳态仿真分析，以测试图2所示的基于电流源变流器的系统的变频调速能力的优劣。具体地说，首先根据上述三种工作点超同步、同步、次同步计算出于直流母线优化控制方法所需的双馈电机的功率绕组提供的无功功率又称为“定子无功”；然后，根据公式1～10，将表1～2的参数带入仿真软件，计算得到该系统200中的定子无功、直流电流与风速的关系曲线。该关系曲线如图6～7所示。图6为本发明的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的定子补偿无功功率与风速的关系图。从图6可以看出，超同步工作点下定子发出无功0.395pu，直流电流802A，优化幅度2.8％；同步工作点下定子发出无功0.184pu，直流电流200A，优化幅度34.7％；次同步工作点下定子发出无功0.157pu，直流电流148A，优化幅度44.2％。图7为本发明的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的定子补偿无功前后的直流电流与风速的关系图。根据图7可知，风速越小，直流电流的优化幅度越大，当风机处于某些次同步状态时，直流电流的优化幅度甚至能达到50％以上，而这意味着更小的变流器容量、更小的损耗和更低的成本。图8为本发明的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的双馈电机的直流电流和转矩波形图。如图8所示，随着风速的变化，在1s和1.5s时刻，风机运行点由超同步变为同步再变为次同步。其中超同步工作点直流电流理论值802A，仿真结果802A；同步工作点直流电流理论值200A，仿真结果200A；次同步工作点直流电流理论值148A，仿真结果148A。超同步工作点时转速为60πrads，理论转矩-10610Nm，实际转矩-10689Nm；同步工作点时转速为50πrads，理论转矩-2546Nm，实际转矩-2422Nm；次同步工作点时转速为40πrads，理论转矩-1592Nm，实际转矩-1547Nm。理论结果与仿真结果一致，证明了本文提出的直流母线电流优化控制技术具有很高的稳态精度。此外，由超同步变为同步的调节时间为0.16s8个工频周期，由同步变为次同步的调节时间为0.04s2个工频周期，这表明该系统200所采用的直流母线电流优化控制方法具有较好的动态性能。图9～11分别为本发明的一个实施例中的工作点变化时，系统的电网电压和电网电流的波形图、双馈电机定子电压和定子电流的波形图以及网侧变流器电压和电流的波形图。每幅图包含左右两个部分，其中左边反映了超同步工作点变为同步工作点时的参数变化波形，而右边则反映了同步工作点变为次同步工作点时的参数变化波形。从图9～11可以看出，风力机工作点发生改变时，双馈电机的功率绕组和网侧变流器侧的功率因数不断发生改变，但并入交流电网的电路则能够始终保持单位功率因数运行，并网电流谐波总量小于5％，符合并网要求。综上所述，本发明的优点在于：基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统的直流母线电流优化控制方法能够保证整个系统具有优秀的动态性能和稳态性能，能够适应多种不同工况；进一步地，可以在不改变电网功率因数的条件下继续减小直流电流，从而减小变流器的容量、成本和体积，减小变流器的热损耗和热应力，增加系统寿命；此外，该方法只需改变控制算法，无需添加任何额外装置，极大地节省了设备成本和维护成本。以上已详细描述了本发明的较佳实施例，但应理解到，在阅读了本发明的上述讲授内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改。这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

权利要求：1.一种双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述双馈电机变频调速系统包括：双馈电机以及与所述双馈电机的转子相连的机械负载；机侧变流器，与所述双馈电机的控制绕组相连；机侧滤波器，连接在所述机侧变流器的交流侧端口并且位于所述双馈电机的与所述机侧变流器之间；网侧变流器，与所述机侧变流器相连并且接入交流电网；网侧滤波器，连接在所述网侧变流器的交流侧端口并且位于所述交流电网与所述网侧变流器之间；直流电感器，连接在所述机侧滤波器与所述网侧滤波器之间；所述双馈电机的功率绕组直接接入所述交流电网；控制器，其输入量为系统测量单元得到的电气信号，通过本专利提出的控制算法，输出机侧变流器和网侧变流器所需的PWM驱动信号，用于控制所述机侧变流器的机侧电流与所述网侧变流器的网侧电流，机侧变流器和网侧变流器均是电流源型变流器。2.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述机侧变流器使用定子磁链定向的矢量控制方法，用于实现对定子有功和无功的解耦控制。3.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述网侧变流器使用电网电压定向的矢量控制方法，用于维持直流电流恒定。4.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述系统还包括直流母线优化控制模块，所述直流母线优化控制模块根据Idc_ref_gsc＝Idc_ref_rsc控制所述系统的直流电流，其中Idc_ref_rsc为所述网侧变流器的直流电流参考值，Idc_ref_gsc为所述机侧变流器的直流电流的参考值。5.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述系统不包括三相交流电源，所述双馈电机的功率绕组、所述网侧变流器与一负载相连。6.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述系统还包括：撬棍装置，所述撬棍装置被连接于所述双馈电机的控制绕组和所述机侧滤波器之间；斩波器装置，所述斩波器装置与所述直流电感器相并联；并网接触器，所述并网接触器被接在所述变压器与所述双馈电机的功率绕组之间，用于接通和断开所述双馈电机与所述三相交流电源的连接。7.如权利要求3所述的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述网侧变流器还用于向所述三相交流电源提供无功功率。8.如权利要求3所述的双馈电机变频调速系统的直流母线电流控制系统，其特征在于，所述双馈电机变频调速系统的电网功率因数保持恒定。

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