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申请/专利权人：江苏大学

摘要：本发明公开了一种基于双二阶广义积分器锁频环DSOGI‑FLL的永磁同步电机无传感器控制方法及控制系统，建立表贴式永磁同步电机数学模型，将转速控制环输出的和经过坐标变换后和感测电流输入到预测电流控制器中，产生逆变器的最优状态切换信号，在离散时域设计滑模控制器，以定子电流估计值与定子电流实测值之间的瞬时误差定义滑模面函数，得到估计反电动势zα和zβ，采用DSOGI结构的梯形积分法和FLL结构的向前欧拉法在离散时域实现转子速度和位置估计。该方法利用基于SMO的改进型FLL提供的反电动势信息，而不是磁链获得转子速度和位置，能避免由于计算而引起的另一次积分和相位延迟,能够在低速下进行准确的估计和闭环运行。

主权项：1.一种基于DSOGI-FLL的永磁同步电机无传感器控制方法，其特征在于，包括如下步骤：S1、构建永磁同步电机数学模型；采用表贴式三相永磁同步电机，在α-β静止坐标系下建立表贴式永磁同步电机数学模型；S2、设计转速控制器；所述转速控制器由一个比例积分PI控制器组成，其输出产生与所需转矩需求相对应的参考电流对于表贴式PMSM，采用的矢量控制；所述转速控制器表达式： 其中，Nerrk，Imax，Kpw和Kiw分别代表转速误差rmin，定子最大允许电流A，比例增益和积分增益；S3、采用有限控制集模型预测控制FCS-MPC预测电流，将和经过坐标变换后，将参考电流和感测电流输入到预测电流控制器，由预测电流控制器产生逆变器的最优状态切换信号；所述S3的实现包括：采用离散时间系统搭建永磁同步电机模型：xk+1＝fxk，uk其中xk＝[iαkiβk]T，uk＝Vdck，因此，离散化数学模型为： 式中，Ts为采样时间；Rs和Ls为定子等效电阻和电感，vα、vβ为定子端电压；所述S3的实现还包括：为减小随开关频率增加的预测误差，采用拉格朗日插值公式得到参考电流的预测为： 通过使用PMSM的离散化数学模型递归得到实际电流的预测值可表示为： 其中，Vdc为直流电压，[SaSbSc]T为逆变器的一相桥臂的状态开关信号；所述S3的实现还包括：为实现良好的参考电流跟踪，静止坐标系下解耦控制的二次电流控制价值函数定义为: 式中，分别为k+1时刻电流iα和iβ的参考值，分别为k+1时刻电流iα和iβ的预测值；由于零向量V0和V7对应的开关状态输出为零，因此只考虑7个开关状态，进一步减少了计算量，求出二次电流价值函数，从7个电压矢量中找出误差值最小的最优电压矢量，并将其对应的开关信号直接施加到逆变器中；S4、设计离散时域的滑模观测器；选择定子电流估计值与定子电流实测值之间的瞬时误差来定义滑模面函数，在基于李雅普诺夫稳定性条件，计算出滑模增益的取值范围，最终算出估计反电动势；所述S4的实现包括：选取定子电流估计值与定子电流实测值i之间的瞬时误差定义滑模函数，当前观测器在离散时域的误差表示为： 其中，sgn为符号函数，正数取1，负数取-1，Ksw为滑模增益；对于严格李雅普诺夫条件下的SMO全局渐近稳定性，在离散域上满足以下充分条件： 选取李雅普诺夫候选函数为在满足李雅普诺夫条件下，Ksw≥max|eαk|,|eβk|；在滑模控制器中，滤波器的输出在离散域中计算得到的估计反电动势zαβ: S5、设计一种自适应频率的DSOGI-FLL，由步骤S4中的估计反电动势作为输入，经过二阶广义积分器滤波得到最终估计转子速度和位置；所述S5的DSOGI-FLL中，DSOGI滤波器的同相和正交分量的离散传递函数为： 其中，g0＝γωeTs；Υ是SOGI增益；ψsα为定子磁链；ωe表示电角速度；其中在FLL中加入前馈频率信息ωff，ωff通过比例因子k从参考速度Nref中获得，由于前馈分量的加入减少了干扰，使速度估计更快，FLL的离散传递函数为： 式中，Γ是FLL增益；所述S5还包括：在DSOGI-FLL中，定义xk，hk为其内部状态，则DSOGI-FLL在离散时域实现如下： hαk＝hαk-1-ΓTs·ψsαk·[zαk-eαk] ωek＝hαk-1+ωffk估计转子位置为：

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