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摘要：本发明公开了一种无桥四管Buck‑BoostPFC变换器控制方法和控制电路，充分考虑了变换器输入电压、输入电流宽范围变化和功率流向发生切换的特点，可实现无桥四管Buck‑BoostPFC变换器功率因数校正、所有开关管的ZVS、电感电流有效值最小化和功率流向平滑切换的控制，相比于四管Buck‑BoostPFC变换器，通过在输入端叠加直流偏置电压，可以实现任意时刻所有开关管的ZVS。与此同时，通过换向触发时刻控制电路控制变换器在CLK2a时刻换向，消除了电感电流在输入交流电压过零时刻的过程，减小了输入电流的畸变。

主权项：1.一种无桥四管Buck-BoostPFC变换器控制方法，所述变换器包括八个开关管QA1～QA4、QB1～QB4，滤波电感Lc1、Lc2，输出滤波电容Co，输入电容Cin1、Cin2；其中QA1～QA4和Lc1组成A模块，QB1～QB4和Lc2组成B模块；QA1与QA2，QA3与QA4，QB1与QB2，QB3与QB4分别互补导通；Lc1两端分别与QA1、QA2组成的桥臂中点及QA3、QA4组成的桥臂中点连接；Lc2两端分别与QB1、QB2组成的桥臂中点及QB3、QB4组成的桥臂中点连接；Co两端分别与QA3漏极及QA4源极连接，同时分别与QB3漏极及QB4源极连接；Cin1两端分别与QA1漏极及QA2源极连接；Cin2两端分别与QB1漏极及QB2源极连接，其特征在于，所述方法包括：步骤1：在工频正半周期，采样输出电压vo和输入交流电压vin，得到输出电压采样信号vo_s与输入交流电压采样信号vin_s，vo_s和基准信号Vo_ref的误差经过输出电压调节器放大，输出电压调节器的输出信号vc与vin_s相乘后，得到输入电流基准信号ig_ref；在工频负半周期，vo和vin，vo_s和Vo_ref的误差经过输出电压调节器放大，输出vc与-vin_s相乘后，得到ig_ref；步骤2：在工频正半周期，采样A模块的输入电流iga，得到输入电流采样信号iga_s，iga_s和ig_ref相比较，并通过输入电流调节器闭环调节输入电流使其跟随基准，得到QA1的占空比Dy1；在工频负半周期，采样B模块的输入电流igb，得到输入电流采样信号igb_s，igb_s和ig_ref相比较，并通过输入电流调节器闭环调节输入电流使其跟随基准，得到QB1的占空比Dy1；步骤3：在工频正半周期，将A模块的电感电流iLc1与软开关所需的负电流基准-IZVS进行比较，当iLc1线性下降至-IZVS时关断QA3，得到QA3的占空比1-Dy2；在工频负半周期，将B模块电感电流iLc2与-IZVS进行比较，当iLc2线性下降至-IZVS时关断QB3，得到QB3的占空比1-Dy2；步骤4：在工频正半周期，根据A模块的输入电压vga和输出电压vo计算QA1、QA3开通时刻两者之间的相位差的移相角Dθ_PDCM1；在工频负半周期，根据B模块输入电压vgb和输出电压vo计算QB1、QB3开通时刻两者之间的相位差的移相角Dθ_PDCM1；步骤5：在工频正半周期，采样B模块的vgb，得到的采样信号vgb_s和B模块的输入电压基准信号Vg_refb相比较，并通过输入电压调节器闭环调节输入电压使其跟随基准，得到QB3的占空比Dy′1；在工频负半周期，采样A模块的vga，得到的采样信号vga_s和A模块的输入电压基准信号Vg_refa相比较，并通过输入电压调节器闭环调节输入电压使其跟随基准，得到QA3的占空比Dy′1；步骤6：在工频正半周期，B模块的电感电流负值-iLc2，与-IZVS进行比较，当-iLc2线性下降至-IZVS时关断QB1，得到QB1的占空比1-Dy′2；在工频负半周期，A模块的电感电流负值-iLc1，与-IZVS进行比较，当-iLc1线性下降至-IZVS时关断QA1，得到QA1的占空比1-Dy′2；步骤7：在工频正半周期，根据B模块的输入电压vgb和输出电压vo计算QB3、QB1开通时刻两者之间的相位差的移相角Dθ_PDCM2；在工频负半周期，根据A模块的输入电压vga和输出电压vo计算开关管QA3、QA1开通时刻两者之间的相位差的移相角Dθ_PDCM2；步骤8：采样输入交流电压极性，得到的采样信号VEN和时钟信号CLK2a送入换向触发时刻控制电路，得到换向触发信号VTR。

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百度查询： 南京航空航天大学 一种无桥四管Buck-Boost PFC变换器控制方法和控制电路